Medidores de ROE Heathkit HM-11 (AM-2), Retexkit ME-1, tipos de SWR meters.

Medidores de ROE (SWR) Heathkit HM-11 (AM-2) y Retexkit ME-1

Rango de frecuencia:	1,8 a 50 Mhz, (HF-VHF).
Impedancia de entrada y conector:	50 / 75 Ω (según ajuste interno), SO-239.
Margen vatios:	1 Kw.
Funciones y operación en:	Onda incidente. Onda reflejada (SWR-ROE).
Uso:	1) Después de dejar al transmisor o transceptor ajustado para emisión, seleccionar Sensitivity (o Level) al mínimo y lectura 'Forward' o 'FWD'. 2) Inyectar portadora (posición 'Tune') ajustando Sensitivity a máxima lectura. 3) Seleccionar 'Reflected' o 'ReVerSe' y anotar lectura de escala SWR. - Inferior a 1.1 indica sistema perfecto (0,3% reflexión). - Inferior a 1.2 indica sistema excelente (0,8% reflexión). - Inferior a 1.3 indica sistema bueno (1,7% reflexión). - Inferior a 1.5 indica sistema aceptable (4% reflexión). - Superior a 2 indica sistema mejorable (+11% reflexión). - Superior a 3 indica sistema defectuoso (+25% reflexión). - Lectura a fin escala = peligro (cortocircuito/línea abierta). El control de SWR-ROE corresponde siempre a posición 'Reflected' o 'RVS', la posición 'Forward' es sólo para ajustar la base de medición.
Esquema:
— Reflectómetro 'through-line' denominado Monimatch, comparte diseño con el Bird aunque no lo parezca. Basado en una aplicación del puente de Wheatstone (ver imagen derecha). — Input es salida del transmisor, Output es línea de antena; obligatorio respetarlo para sincronizar bien Forward/Reflected. — Se pretende que este aparato sea un 'chivato de línea' ya que forma parte de ella. Puede dejarse insertado permanentemente en ella, no tiene pérdida de inserción ya que no intercala nada, sólo los conectores. — Usualmente se conecta justo en la salida del transmisor, y a continuación de un acoplador si lo hay, en caso contrario puede darse el caso que el acoplador ajuste correctamente la línea del transmisor (que así queda protegido), pero no lo haga con la línea de antena y sigan habiendo estacionarias en ella (ver dibujo abajo). Consideraciones importantes a tener en cuenta: — La sensibilidad del circuito (el acoplo a la línea de transmisión) varía con la frecuencia. Se necesitarán unos 90 watios de RF en 1,8 Mcs para conseguir fin de escala en 'Forward', pero en 50 Mcs sólo se necesitarán unos 3 watios. El diseño se puede utilizar incluso hasta 432 Mcs, pero habría que acortar las líneas de captación (el cable asociado a la resistencia y al diodo) para así tener margen de ajuste y uso cómodo del aparato. En el Bird todo esto se adapta con los tapones. — Como el principio de funcionamiento es reflejar la línea de transmisión en otra línea interna de "muestra", los valores de carga de esa muestra no son iguales a los de la línea de transmisión. Así en el Heathkit AM-2 y HM-11 los valores de carga de la línea de muestra son aproximadamente 150 ohmios para línea de 50 ohmios, y 100 ohmios para línea de 75 ohmios; además de que las líneas de muestra son idénticas tanto para onda transmitida como para reflejada. En el modelo compacto HM-15 esos valores no ya tan sólo cambian, sino que además no son iguales para un mismo tipo de cable de línea. En este modelo para línea de 50 ohmios el valor de carga en la línea de muestra de transmitida es de 56 ohmios y para reflejada es de 100 ohmios; y para cable de 75 ohmios los valores son respectivamente 33 y 75 ohmios. Esto significa que esos valores están ajustados al diseño concreto, no son inmutables, hay que ajustarlos en cada unidad para que den onda reflejada mínima para cuando la impedancia de la fuente y la de la carga sean puramente resistivas. — Los diodos de las líneas de muestra deben ser lo mas igualados posible (comprobar valores de conducción directa en el test de diodos de un multímetro), normalmente de germanio por tener el germanio un potencial de contacto más bajo que el silicio, y deben soldarse aproximadamente a 1,6 cm del inicio del cable de muestra para hacer que el trozo libre cree algo de capacidad con la línea de transmisión (barra central). Las resistencias también deben ser lo más igualadas posible, y se sueldan justo al final de cada línea de muestra. El valor concreto de las resistencias de carga de las líneas de muestra resulta esencial para el ajuste del aparato a cero estacionarias cuando la carga en la línea de transmisión es totalmente resistiva, para ello se puede usar otro reflectómetro como referencia y realizar el ajuste de valor de esas resistencias. Las barras de muestra deben quedar centradas con respecto a la barra de la línea de transmisión, así el ajuste de nivel será casi el mismo cuando se haga la prueba de inversión input/output. No es necesario que el cable blindado que va al interruptor sea RG-58, puede ser cable blindado normal ya que no trabaja con RF ni acopla nada. Ajuste y uso: — Como este tipo de reflectómetro es muy dependiente de la frecuencia el ajuste debe realizarse en la frecuencia más elevada a la que vaya usarse el aparato, pero comprobando que a la frecuencia más baja actúa (la aguja se separa algo del cero). Una vez cuidada la simetría del circuito y conexiones, el modo de ajuste se basa en retocar el valor de las resistencias de carga de las líneas de muestra. A frecuencias más elevadas siempre dará algo mas de ROE que en las bajas, para exactitud total debería diseñarse un aparato para cada banda (esto equivaldría a los tapones del Bird). — Parece ser que uno de los "secretos" del sistema es saber los parámetros de cálculo del valor de las resistencias de carga de las lineas de muestra ya que ahí reside el tarado del circuito. Deben ser forzosamente de carbón (no inductivas), y se dan unos valores fijos, pero de cómo se realiza su base de cálculo no se da información alguna en ninguna de las publicaciones de QST^(5)(6)(7)(8); en esta última hace una versión del Monimatch II denominandolo Millimatch, mejora la linealidad de los diodos poniéndolos en serie con una resistencia de valor relativamente elevado, y compensa la disminución de voltaje al instrumento medidor con la inclusión de un amplificador de CC a transistor en su entrada. En las versiones más compactas III y IV los valores varían considerablemente, evidenciando que las dimensiones del entorno y su diseño influyen notablemente en el valor de la resistencia de carga de la línea de muestra⁽⁹⁾, por eso el Retexkit ME-1 necesita resistencias de valor más reducido al tener un canal coaxial algo diferente que el del Heathkit, lo que ha dado la pista para determinar las variables que afectan al valor de esa resistencia. El valor de esa resistencia no tiene nada que ver con el valor de impedancia de la línea de transmisión en uso, el valor de esa resistencia depende directamente de la impedancia concreta de la línea de muestra, e indirectamente de la impedancia del entorno a la línea de muestra. En la variante que en vez de canal abierto con línea de recogida (todos los Heathkits de diseño monimatch) se usa el mismo cable coaxial de transmisión con línea de muestra por debajo de la malla (el circuito equivale al "7up-VHF" mostrado abajo, pero sin canal y con la línea de muestra pegada a la línea de transmisión, es decir, no hay espaciamiento linea de muestra / línea de transmisión) la calibración del aparato viene dada por ajustar la resistencia de carga de la línea de muestra a la impedancia efectiva de esa línea usando una resistencia ajustable de bajo valor óhmico⁽¹⁰⁾. — La igualdad de las líneas de muestra se comprueba invirtiendo la conexión de aparato. Si se han centrado las líneas de muestra con referencia a la barra de la línea de transmisión, la sensibilidad será idéntica tanto en un sentido como en el otro. En el HM-15 esto no es posible ya que no hay simetría transmitida/reflejada. — Con un aparato correctamente ajustado, si resulta difícil tener indicación de ROE mínima en una linea fiable, o cuando se usa una carga artificial conocida, podría suceder que existan armónicos o subarmónicos causando desplazamiento de la aguja aunque la línea este acoplada en la frecuencia fundamental. En este aspecto el aparato también se convierte en un 'chivato' de armónicos indeseados y oscilaciones parásitas. — Un efecto inesperado de lo anterior puede suceder por sobresaturación del diodo de la línea de carga cuando se usa un vatímetro de RF con carga artificial; en este caso se produce una lectura alta de "vatios" causada por la elevada distorsión generada en el diodo y que circula desde el aparato hacia la carga. Este efecto se evidencia claramente porque cualquier medidor anterior al aparato siempre da lectura correcta. Heathkit presenta estos aparatos en plan 'construir y usar', pero con un instrumento de medición las cosas no son tan sencillas, hay que asegurarse que las mediciones son correctas. Los manuales son bastante precarios en definir el funcionamiento concreto y el ajuste, dando la sensación de que existe cierta falta de conocimiento. La sospecha puede tener base ya que no es un diseño de Heathkit, sino de McCoy, que aplicó la idea de Norgorden (ver más abajo), y bautizó el dispositivo como Monimatch quizá basándose en otro ya existente (Micromatch). Una evidencia de esa falta de conocimiento podría ser el notorio error (ver más abajo) en la carátula del instrumento medidor de la primera edición del AM-2 (1957/58); los % de potencia reflejada estaban totalmente desrelacionados del ratio de ROE (corregido en 1959). También se indica en los manuales que el ajuste del cero reflejado es por desplazar el diodo correspondiente desde el final de la línea de muestra de reflejada, cuando en el QST de 1957 se indica que esa distancia no es crítica, y que el ajuste se realiza por desplazamiento de toda la línea de muestra de reflejada con respecto a la barra central de línea real de transmisión. La anécdota que relata McCoy en una visita a Heathkit (ver más abajo) puede que explique esa falta de concreción.
Fundamento y aplicación: — Si una onda viaja hacia una carga de un valor de impedancia X, y en la línea existe la misma impedancia X, la carga absorbe totalmente la energía incidente, la onda pasa a energía transmitida y no se refleja nada, no hay voltaje de retorno y se dice entonces que tanto la carga como la línea es totalmente resistiva. Si hay diferencia de impedancia, parte de la energía incidente rebota en la carga reflejándose hacia atrás con desplazamiento de fase al no "completar" totalmente su desarrollo en la línea; entonces el puente mostrado arriba se desequilibra desde el perfecto estado inicial de una rama a todo y la otra a nada, ahora en la rama de onda reflejada que estaba a nada circulará algo, ese "algo" es el nivel de onda estacionaria. La máxima transferencia de energía se da cuando la impedancia de la fuente es igual a la impedancia de la carga y la línea que transporta esa energía tiene la misma impedancia característica. En esas condiciones tanto el voltaje como la intensidad de la corriente alterna transportada están en fase al desarrollarse en una línea en que la impedancia es la misma en todo el recorrido (cuando el valor de la resistencia no varía cualquier variación de voltaje se corresponderá con una variación equivalente de intensidad, estarán en fase). Si la impedancia de la fuente a la línea está desadaptada de la carga se generarán impedancias diferentes en la línea que crearán características inductivas y capacitivas dependiendo si la carga esta desadaptada por impedancia inferior o superior a la impedancia de la línea, estas características se corresponden al efecto de desplazamiento de fase por valor inferior o superior al valor de la impedancia de la línea. El circuito del reflectómetro se basa en que tanto el voltaje como la corriente de una onda reflejada se encuentra total o parcialmente en desplazamiento de fase con la onda incidente. Si el aparato se ajusta a fin de escala en onda incidente, y luego se pasa a lectura reflejada (inversa) se obtendrá un diferencial de voltaje que revelará el desplazamiento de fase existente (que es el nivel de onda reflejada en la línea de transmisión). Siempre hay que tomar como base de análisis la adaptación a la carga (o antena), que es lo que produce la absorción de la onda incidente y el retorno de la reflejada, el diferencial de incidente y reflejada es la onda transmitida. — Hay que reducir el valor de onda reflejada al mínimo posible, pero eso sólo se consigue ajustando la impedancia de la antena ya que la impedancia de la línea es fija por diseño. Muchos acopladores integran en su circuito de entrada medidores de ROE, pero hay que tener claro que en este caso la indicación del aparato se refiere al acoplo entre la salida del transmisor y el acoplador (ver croquis derecha), dando con ello carga correcta al transmisor (en los acopladores el circuito medidor de ROE va anterior al circuito acoplador para proteger al transmisor). Un acoplador de antena actúa como un transformador de impedancias, si la línea de transmisión principal (línea directa a la antena) no acopla bien existirán estacionarias aunque el aparato no las indique, ya que el medidor de ROE sólo estará midiendo la línea de transmisor al acoplador, que constituye la 'terminación' de esa línea; aunque esa terminación quede afectada por la antena y su línea debido al efecto de impedancia reflejada. En el gráfico se observa que podrían coexistir 2 valores de ROE, la de la línea al tuner, acoplada correctamente al constituir el tuner su carga, y la de la línea a la antena desacoplada de su carga efectiva. Sin embargo el problema para el transmisor no es exactamente la existencia de ROE, sino que la ROE ponga en evidencia un desacoplo importante de impedancias; el transmisor no puede dar la potencia de diseño al tener una carga que tiene una impedancia (una "resistencia" de carga) más alta o mas baja que la que espera. La potencia efectiva de un transmisor a través de una línea de transmisión es igual a la potencia directa menos la potencia reflejada, si la transferencia de potencia a la carga está desadaptada el resultado es un transmisor con menos potencia. — Los denominados 'tuners de antena' y los medidores de ROE se fueron haciendo necesarios a medida que los pasos finales de los transmisores se transistorizaban y desaparecía el acoplador de antena en pi que había en los transmisores a válvulas, los transistores tienen un margen de soportar sobrecargas muchísimo menor que las válvulas. Estos tuners intentan acoplar la salida de un transmisor a la línea y a la antena, pero si hay desacoplos éstos deben ser corregidos en la antena, no en la línea ya que el único lugar en que una antena y una línea se acoplan es en la antena, el tuner sólo hace creer al paso final del transmisor que todo va bien. La obsesión por la ROE (y balunes) viene con los modernos transceptores tipo electrodoméstico y con la comercialización de equipos para aficionados a la radio recreativa. Antes de 1970 la ROE era un aspecto técnico de eficiencia transmisor/antena que el circuito en pi de los transmisores normalmente solucionaba (excepto con antenas de impedancia muy alta y aplicaciones VHF). En el ejemplo de arriba con la ayuda del tuner se esta dando la carga correcta de 50 ohmios a un transceptor, pero la línea hacia la antena seguirá desacoplada al no haber acoplado la antena a la línea. El indicador de ROE del tuner, conectado a su entrada, dará principalmente la ROE de interconexión transmisor/tuner, pero no está garantizado que la impedancia de salida del acoplador sea la misma que la impedancia de la antena, así en la línea que da 3:1 debería insertarse un medidor de ROE para comprobarlo. La disposición da seguridad a los transistores finales del transmisor, pero no asegura el rendimiento correcto de la antena, y además, cuando se ajusta un tuner de antena para contentar al transmisor se crea una coincidencia conjugada a la salida del tuner, en ese lado la potencia reflejada puede añadirse en fase con la potencia incidente dando como resultado una medición falseada debido a la intromisión realizada en la línea total de transmisión, la solución es conectar el tuner al transceptor con el cable más corto posible (integrarlo en el transceptor) y corregir la antena. — En resumen: Níngún tuner o acoplador instalado en el extremo de la línea de base del transmisor puede corregir la onda estacionaria de la línea de transmisión, lo único que hace es acoplar la impedancia de salida del transmisor con la entrada del acoplador para que el transmisor "perciba" un valor de impedancia de carga correcto; así el transmisor "nota" que todo está bien. En esta disposición, la línea que va desde la salida del acoplador a la antena puede tener una buena cantidad de estacionarias, la disposición evita que el transmisor quede eléctricamente afectado por ellas; pero lo que seguirá quedando afectado es la radiación efectiva de la antena. La onda estacionaria es un problema de adaptación de impedancias entre la antena y la línea de transmisión, y debe reducirse o eliminarse ajustando la impedancia de carga real: la antena (suponiendo que la línea de transmisión es de la impedancia correcta). Y ahora podemos definir la verdadera función de un tuner o acoplador: un dispositivo que permite el uso de una línea de transmisión y una antena desadaptadas sin que el transmisor detecte la desadaptación y sin verse afectado negativamente por ella.

Tipos de Through-Lines para potencia y ROE

Monimatch y derivados

Como el Heathkit HM-11 de arriba y el derivado Bird-43, ya más sofisticado. Ambos son reflectómetros para medir nivel de potencia transmitida y afectación por ondas estacionarias. El Bird dará potencia transmitida y potencia reflejada, el HM-11 dará relación de potencia referenciada a la ROE (ROE = SWR, voltage Standing Wave Ratio), por lo que también se le conoce como "SWR Meter". La idea se debe a un trabajo de O. Norgorden⁽¹⁾ en 1949. La primera edición adaptada de este circuito apareció descrita por Lew McCoy (W1ICP) en el QST de octubre de 1956 con el nombre de Monimatch, y en el que incluyó medir la relación de potencia transmitida. Luego el mismo W1ICP desarrolló una versión más compacta que fué descrita en el QST de febrero de 1957 como Monimatch II, y esta es la versión que adoptó Heathkit en 1957 para su famosísimo modelo AM-2 Reflected Power Meter, reeditado como HM-11 en 1962, y finalmente modificado/compactado como HM-15 en 1966, pero el circuito base es el mismo en todos los modelos.

Los AM-2, HM-11, y HM-15 pueden admitir tanta potencia como la que soporten sus componentes y está diseñado para una gama de longitud de onda que va desde 160 metros a un máximo de 6 metros. Como se puede comprobar arriba, el AM-2 lleva circuito duplicado para potencia directa y reflejada, en el Bird esto se consigue girando el tapón, pero a diferencia del Bird el AM-2 se orienta a la comparación de potencias, no a dar valores absolutos de ellas, aunque en el Bird las potencias sólo serán ciertas si la carga real de la antena coincide con el tarado de los tapones.

Unidad captadora del Heathkit IM-4190 Al igual que el Bird, el AM-2 dará valores precisos siempre y cuando la impedancia real de la línea concuerde con el tarado del circuito de medida (resistencias de 100 Ω para línea de 75 Ω, y 150 Ω para línea de 50 Ω). Tanto el Bird como el AM-2 son reflectómetros, pero la clave del AM-2 es ajustar el conjunto línea/antena para la máxima lectura de potencia transmitida y luego pasar a lectura reflejada para trabajar en reducir esa lectura al mínimo posible, no conocer los valores de potencia transmitida o reflejada. Existen diversas versiones del Monimatch, hay una que utiliza cable coaxial en vez del canal de ondas y lleva un hilo aislado insertado entre el activo y la malla, ello permite todavía un diseño más compacto.

El Heathkit IM-4190 (esquema de su línea captadora arriba) es una versión más moderna para subir en frecuencia; curiosamente el diseño básico es heredero del Monimatch I de 1956... pero también es posible modificar el modelo clásico para una mejor respuesta en VHF.

**Primera edición del AM-2 (1957-58, escala % errónea)** modificado para VHF: "7UP-VHF".
Modificación basada en el Monimatch I. Uso en frecuencias desde 7 Mc hasta VHF; la gama que se pierde por abajo se gana por arriba. Barra única de 96 x 2 mm (largo / sección), con carga central única a 56 ohmios creando dos líneas de muestra opuestas, resto igual al AM-2. Probablemente este diseño sea el menos infuenciado por el entorno, que es algo que afecta siempre al valor de la resistencia de carga. Hay diseños equivalentes muy populares en que se sustituye el canal coaxial por la malla del cable, pasando por dentro la línea de nuestra.

Génesis del Monimatch: Tres páginas muy interesantes pero en inglés y mala calidad gráfica (Electric Radio, 1998-3). Proceso de creación del Monimatch I, prototipo del Monimatch II (idéntico al AM-2 de Heathkit), contado por el mismo autor, y con uso evidente del método empírico experimental. Interesantes comentarios sobre los valores de las resistencias de la línea de muestra. Curiosa anécdota en Heathkit sobre el autor de la invención. Lew McCoy trabajaba para la ARRL, por lo que la invención era de la ARRL. La anécdota puede dar explicación al error de Heathkit en la escala del AM-2.

Micromatch y derivados

El Micromatch es un puente de impedancias que se inserta en la línea de transmisión con la misma intención que el Monimatch, pero la diferencia más notoria es que el Micromatch se sirve de la inserción de algunas conexiones y un elemento en línea (lo que en principio es un inconveniente, ver esquema abajo). La ventaja del Micromatch que es mucho más independiente de la relación frecuencia con sensibilidad para igual potencia que el Monimatch. El Micromatch compara la impedancia real de la línea con una resistencia en serie insertada, aunque modernamente la resistencia se sustituye por una pequeña inductancia o un núcleo toroidal. En 1944 D. Crosby con válvulas diodo en vez de diodos de germanio ya patentó un antecedente de este dispositivo, que además ya usa un microamperímetro doble anticipándose así a los actuales. El diseño del Micromatch es anterior al Monimatch, y procede de una publicación de M.C. Jones (W1PNX) y C. Sontheimer en el QST de abril de 1947⁽²⁾.

Esquema del Micromatch modelo 263:
Jones Micromatch 263

A la izquierda la unidad de control, y a la derecha la unidad captadora, P1 se conecta a J3. Nótese la resistencia que se inserta en línea, circuitos de captación independientes y duplicados para directa y reflejada con salida a J3, el sistema captador es similar al del Bird y al del Heathkit. Ver aplicación práctica con valores de componentes.

Circuito base del Micromatch, seguido del modelo 263 (esquema de arriba), unidad captadora de línea, unidad de control con lectura seleccionable, y al final una unidad de control especial con lectura simultánea de potencia en kilovatios y relación de estacionarias (ROE). Los valores de lectura serán tan absolutos como el valor de impedancia de línea se acerque al valor de tarado del circuito de medición (52 Ω en este caso), en el resto de casos serán relativos.

Collins 302C, el denominado 'Bruene Bridge' Hay aplicaciones más recientes de Micromatch, que son herederas del diseño en 1953 de R. Adams, A. Horvath, y B. Parzen⁽³⁾ que W. Bruene (W0TTK) sintetizó y rediseñó para crear el modelo 302C de Collins descrito en el QST de abril de 1959⁽⁴⁾, (esquema derecha), en el que la resistencia en serie R1 y las bobinas L1 y L3 se sustituyen por un núcleo toroidal con espiras con acoplamiento a banda ancha para hacerlo independiente de la frecuencia. Este es el diseño de 'familia Micromatch' más popular actualmente, al que le han salido variantes de estilo 'posmoderno' como el denominado vatímetro de Stockton (G4ZNQ), que es un diseño que mezcla el de 1953 con el de Bruene incorporando doble transformador y haciendo una traslación en espejo de la línea de muestra. Ahora la denominación original "Micromatch" se actualiza bajo diferentes nombres, como "vatímetro direccional" (ya usada previamente por Bird en 1953), "Bruene bridge" (el Heathkit HM-102 es uno de éstos), o el citado de Stockton. Más modernamente es muy conocido el tipo de medidor (ya sea basado en diseño Monimatch o Micromatch) de agujas cruzadas, y además hay nuevas variantes que transforman ambos diseños en un "nuevo aparato", y de ahí sale la denominación "medidor óptico de estacionarias", en el que se sustituye el instrumento clásico de aguja por un indicador digital a barras o números. La eficacia de estos nuevos aparatos es la misma que los antiguos, aunque su apariencia dé la sensación de que hay una gran mejora.

⁽¹⁾ Norgorden, A Reflectometer for HF Band, Naval Research Laboratory, Sep/15 1949, US pat 2423416 (1944-47).
⁽²⁾ The Micromatch, Jones & Sontheimer, QST Apr 1947.
⁽³⁾ Standing Wave Ratio Monitor US pat 2797387 (1953-57).
⁽⁴⁾ An inside picture of directional wattmeters, W. Bruene, QST Apr 1959. Funcionamiento diseños Micromatch y Monimatch.
⁽⁵⁾ The Monimatch, Lew McCoy, QST Oct 1956.
⁽⁶⁾ Monimatch Mark II, Lew McCoy, QST Feb 1957. Esta versión corresponde a los Heathkit AM-2 y HM-11.
⁽⁷⁾ Beginner and novice monimatchs Mark III and IV, Lew McCoy, QST Sep 1964.
⁽⁸⁾ The Millimatch, a sensitive version of the Monimatch Mark II, Lew McCoy, QST Aug 1967.
⁽⁹⁾ En el QST de marzo de 1965, correspondencia técnica, página 68, W9NLT lo nota y escribe: "El reflectómetro de Lew es sensible a cambios de capacidad con respecto a masa que afectan al componente de voltaje que se muestrea. Pequeños cambios en la posición de los bucles de muestreo con respecto al conductor que transporta corriente cambiarán tanto las muestras de componente de voltaje como de corriente. Cualquier variación de este tipo cambiará el valor de la resistencia requerida para el funcionamiento adecuado del dispositivo.".
⁽¹⁰⁾ The Mickey-Match, a simplified SWR indicator and output monitor, Robert C. Bunce, QST Nov 1958.

Consideraciones importantes a tener en cuenta:

Ajuste y uso:

Fundamento y aplicación: